CAN 位定时计算器
时钟 × 波特率求 BRP/TSEG1/TSEG2/SJW 与采样点，经典 CAN 与 CAN FD 双相位
在线 CAN 位定时计算器：按 CAN 时钟频率与目标波特率枚举分频系数 BRP 与位时间 Tq 数（Ntq）， 输出误差最小的 TSEG1/TSEG2/SJW 分配、实际采样点位置与波特率误差（百分比 + ppm 双显）， 附按「误差 → 采样点偏差 → Tq 数」排序的备选方案 Top5；CAN FD 模式下仲裁相位与数据相位两套参数分别求解。 输出通用 Tq 时序参数（不做各家 IP 的寄存器位段编码），全部计算在浏览器本地完成，不上传任何数据。
位时序口径：1 位 = 同步段 SYNC_SEG（固定 1 Tq）+ TSEG1 + TSEG2，即 Ntq = 1 + TSEG1 + TSEG2； 采样点 SP = (1 + TSEG1) ÷ Ntq，波特率 = CAN 时钟 ÷（BRP × Ntq）。 搜索算法：枚举 BRP（1..512）× Ntq（4..385 合理域），|实际波特率 − 目标| 最小者优先，并列时取采样点偏差最小， 再并列取 Ntq 更大者（Tq 粒度更细）；约束 TSEG1 ≥ 1、TSEG2 ≥ 1、TSEG1 ≥ TSEG2（惯例），SJW = min(TSEG2, 4)。
位定时求解
多数 MCU 的 CAN 外设挂在 APB/PCLK 下，常见 8/16/20/24/40/48/80 MHz；预设之外可直接输入
经典 CAN 常见 75%~87.5%（CiA 惯例 87.5%）；采样点越靠后对长线传播延迟越宽容
经典 CAN最优解
BRP 分频
1
Ntq 每位 Tq 数
16
TSEG1（Tq）
13
TSEG2（Tq）
2
SJW（Tq）
2
实际采样点
87.5%
实际波特率
500000
波特率误差
0%
0 ppm
SYNC_SEG 1 Tq ｜ TSEG1 13 Tq ｜ TSEG2 2 Tq——采样点在 TSEG1 结束处（87.5%），实际波特率 = 8 MHz ÷（1 × 16）
共扫描 392 组 BRP×Ntq 可行组合，按「波特率误差 → 采样点偏差 → Ntq 更大」排序取本组为最优。
本页输出通用 Tq 参数，不做芯片寄存器位段编码——bxCAN / M_CAN / FlexCAN 位段宽度与「写值 −1」口径各不相同，落寄存器请按所用 IP 手册换算。
备选方案 Top5 · 经典 CAN
| 方案 | BRP | Ntq | TSEG1 | TSEG2 | SJW | 采样点 | 实际波特率 | 误差 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 最优 | 1 | 16 | 13 | 2 | 2 | 87.5% | 500000 | 0 ppm |
| 备选 1 | 2 | 8 | 6 | 1 | 1 | 87.5% | 500000 | 0 ppm |
| 备选 2 | 4 | 4 | 2 | 1 | 1 | 75% | 500000 | 0 ppm |
| 备选 3 | 1 | 17 | 14 | 2 | 2 | 88.235% | 470588.24 | -58823.5 ppm |
| 备选 4 | 1 | 15 | 12 | 2 | 2 | 86.667% | 533333.33 | +66666.7 ppm |
排序口径：|波特率误差| 升序 → 采样点偏差升序 → Ntq 更大优先。若最优解的 Ntq 超出你所用控制器上限 （如 bxCAN 最多 25 Tq），可直接从本表挑选 Ntq 合规的备选行——误差通常同为零或同一量级。
位时序结构
SYNC_SEG：同步段，固定 1 Tq，起始位边沿对齐的基准；
TSEG1：传播段 + 相位缓冲段 1，采样点在其结束处；
TSEG2：相位缓冲段 2，采样后到下一位开始的缓冲。
位时间 = SYNC_SEG（1 Tq）+ TSEG1 + TSEG2，采样点 SP = (1 + TSEG1) ÷ Ntq。 TSEG1 吸收信号传播延迟与边沿抖动，TSEG2 留给再同步补偿——两者此消彼长，这就是采样点百分比的物理含义。 SJW（再同步跳跃宽度）规定每个位边沿最多可加长/缩短多少个 Tq 来追踪偏差，按惯例取 min(TSEG2, 4)。
为什么不给寄存器值
各家 CAN IP 的位段宽度与上限不同：如 STM32 bxCAN 的位时间最多 1+16+8 = 25 Tq（BRP 可到 1024）， M_CAN / m_can 系列可到 1+256+128 = 385 Tq，且普遍存在「寄存器写值 = 实际值 − 1」的口径 （TSEG1 写 12 表示 13 Tq）。本页给通用 Tq 参数，写寄存器时按手册位段宽度与偏移口径换算即可； Ntq 超上限时从备选表选合规行，或调整时钟重算。
实用提示
- 误差与采样点谁优先：CAN 对波特率误差比 UART 宽容（时钟容差约 ±0.5% 量级），同一误差档里优先挑采样点更接近目标的方案。
- 误差换算心智：0.1% = 1000 ppm、0.01% = 100 ppm；ppm 口径在晶振数据手册里更常见，对照时直接用本页 ppm 列。
- CAN FD 数据相位：速率高、位长短，收发器与环路延迟占比大，采样点取 70%~80% 并核对收发器延迟补偿（TDC）是否开启。
- 多节点同网：各节点按同一套 Tq 参数配置；时钟不同的节点允许 BRP/Ntq 不同，但实际波特率与采样点要对齐。
#什么是 CAN 位定时
CAN 总线没有单独的时钟线，每个节点用自己的 CAN 时钟把「一位」切成若干个最小时间单位——时间量子 Tq（Time Quantum）， Tq = BRP ÷ CAN 时钟，BRP（Baud Rate Prescaler）是分频系数。一位由三段组成： 同步段 SYNC_SEG（固定 1 Tq）+ TSEG1 + TSEG2， 即每位的 Tq 数 Ntq = 1 + TSEG1 + TSEG2，波特率 = CAN 时钟 ÷（BRP × Ntq）。 采样点位于 TSEG1 结束处，采样点位置 SP = (1 + TSEG1) ÷ Ntq——SP = 87.5%、Ntq = 16 时对应 TSEG1 = 13、TSEG2 = 2。 位定时配置的本质就是：给定时钟与目标波特率，选出误差最小、采样点合适的 BRP/Ntq/TSEG1/TSEG2 组合。
TSEG1 与 TSEG2 是怎么分工的
经典教科书把 TSEG1 拆成传播段（PROP_SEG）与相位缓冲段 1（PHASE_SEG1），TSEG2 即相位缓冲段 2（PHASE_SEG2）。 采样点之前的 TSEG1 必须覆盖「发送节点输出驱动器延迟 + 总线传播延迟 + 接收节点输入比较器延迟」之和的两倍 （往返才能看到别的节点的边沿），所以长线、中继多的网络依赖靠后的采样点；采样点之后的 TSEG2 是留给 再同步与下一位准备的缓冲。约束 TSEG1 ≥ TSEG2 是工程惯例：保证采样点不早于 50%，给边沿重同步留出空间。
采样点为什么常设在 87.5%
CiA 与多数芯片默认档把经典 CAN 采样点定在 87.5%：够靠后，吸收长网络的传播延迟与边沿抖动； 又留出约 12.5% 的 TSEG2 做再同步补偿。工程常见区间是 75%~87.5%——短网络、底板互联可以取 75%~80%， 把 TSEG2 留厚一些、抗振荡器漂移；长距离、大衰减的网络取 87.5% 甚至更高。CAN FD 数据相位因为位时间短、 收发器环路延迟占比大，惯例取 70%~80%（本页默认 75%），并需要检查收发器延迟补偿（TDC）。 采样点改变时会直接改写 TSEG1/TSEG2 的分配，本页把它作为目标条件参与求解。
SJW 与再同步是怎么工作的
CAN 靠数据位的边沿做再同步：接收方在预期位置没等到边沿（慢了）或提前等到边沿（快了）时， 把当前位的 TSEG1 加长或 TSEG2 缩短来追平偏差，每次最多补偿 SJW 个 Tq。SJW 太小追不上累计漂移， 太大又可能在噪声边沿上把位时序拽过头——所以惯例取 SJW = min(TSEG2, 4)：不超过 TSEG2， 保证补偿不会吃掉下一位。本页直接按该惯例输出 SJW，个别芯片允许独立配置时可在该值附近调整。
为什么本页不输出寄存器值
位定时参数最终要写进芯片的位时序寄存器，但各家 IP 位段宽度不同：STM32 bxCAN 的 TSEG1 最多 16 Tq、 TSEG2 最多 8 Tq（位时间上限 25 Tq），而 M_CAN 体系的 TSEG1 可到 256、TSEG2 可到 128（上限 385 Tq）； BRP 的上限也从 64 到 1024 不等，且几乎都有「寄存器值 = 实际值 − 1」的写法。 统一输出通用 Tq 参数（BRP / Ntq / TSEG1 / TSEG2 / SJW）再按手册换算，比替某一款芯片硬编码更不容易出错。 CiA 601-2 建议位时间可编程 5~385 Tq，本页按通用合理域 4~385 Tq 搜索；若最优解的 Ntq 超出你的芯片上限， 从备选表挑合规行即可。
#常见问题 (FAQ)
BRP、TSEG1、TSEG2 算出来之后怎么填进寄存器？
按芯片手册找到位时序寄存器（bxCAN 的 BTR、M_CAN 的 NBTP/DBTP 等），把本页的 BRP/TSEG1/TSEG2/SJW 按「寄存器值 = 实际值 − 1」写进对应位段；同时确认实际值不超过该位段上限。若 Ntq 超上限， 从备选方案表里换一行 Ntq 合规的组合，误差通常同为零或同一量级。
采样点设多少合适？
经典 CAN 常见 75%~87.5%，CiA 与多数默认档取 87.5%；短网络可降到 75%~80% 换取更厚的再同步余量， 长线网络偏向 87.5%。CAN FD 数据相位取 70%~80%（常用 75%），并确认收发器延迟补偿（TDC）已启用。 同一网络所有节点的采样点应保持一致或接近。
CAN FD 为什么要仲裁相位和数据相位各算一套？
CAN FD 在仲裁段用慢速率保证鲁棒性、在数据段提速（常见 2~8 倍），两段各有一套独立的位时序寄存器 （NBTP 与 DBTP），采样点惯例也不同（仲裁 ~87.5%、数据 ~75%）。本页 FD 模式对两相位分别求解， 时钟共用、目标波特率与采样点独立输入。
波特率误差多少可以接受？
经典 CAN 对时钟容差的要求约 ±0.5% 量级（比 UART 宽松，且靠边沿再同步不断修正），因此本页把 ±0.5% 内标为可用。多数「CAN 时钟 ÷ 波特率」组合都能搜到零误差或 ppm 级方案，误差通常不是瓶颈， 采样点位置反而更值得核对。更多串行链路的误差口径可参考 波特率误差计算器。
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